Импульсный стабилизатор напряжения с ШИМ

Рис. 40

Рис. 39

Рис. 38

Рис. 37

Примечание - подробнее о самой микросхеме и принципе ее работы показа-но далее в параграфе 2.4.2. - ШИМ регулятор на ИС TL494.

Импульсные стабилизаторы напряжения на ИС TL494.

Пилообразное напряжение часто получают от отдельного устройства – генератора пилообразного напряжения (ГПН).

Частота напряжения пилообразной формы определяется RC цепочкой и обычно f_гпн = const, но, в случае необходимости, изменяя параметры RC можно устанавливать (регулировать) необходимую частоту.

Известно, что частота переключения коммутирующего устройства – транзисторы VT2, VT3 в ИСН с ШИМ постоянна (она задается ГПН). Под влиянием дестабилизирующих факторов изменяется напряжение на внешнем резисторе R9 и, соответственно, на выходе дифференциального усилителя U_упт, что приводит к изменению длительности открытого состояния транзисторов VT2, VT3 регулятора, а напряжение на выходе импульсного стабилизатора остается неизменным.

3.7.3 ШИМ-контроллеры серии TL494

В настоящее время на рынке широко представлены микросхемы (отечественные и импортные), которые реализуют различный набор функций ШИМ-управления для конкретных задач. Хорошо себя зарекомендовали ШИМ-контроллеры серии TL494 (отечественный аналог КР1114ЕУ4). Их подробное описание приведено в [13]. Данные микросхемы обеспечивают расширенные возможности при разработке ИВЭП и реализуют полный набор функций ШИМ-управления. Микросхема осуществляет формирование опор-ного напряжения, усиление сигнала ошибки, формирование пилообразного напряжения, ШИМ-модуляцию, формирование двухтактного выхода, защиту от сквозных токов и перегрузок, внешнюю синхронизацию, широкий диапазон регулировки, обеспечивает мягкий запуск и возможность внешнего включения.

основные параметры и характеристики микросхемы TL494:

· напряжение питания Uсс – 7…40 В;

· напряжение на коллекторах закрытых ключевых транзисторов не более 40 В;

· ток выходных ключевых транзисторов – 250 мА;

· опорное напряжение – 5 В ± 5%;

· общая мощность рассеивания в непрерывном режиме (корпусDIP-16.Т_а<25 ºС) – не более 1000 мВт;

· рабочий диапазон температур окружающей среды:

· с суффиксом L – от −25…+85 ºС;

· с суффиксом С – от 0…+70 ºС.

· ток через вывод обратной связи – не более 0,3 мА;

· емкость времязадающего конденсатора Ст – 0,047…10000 нФ;

· сопротивление времязадающего резистора – 1,8..500 кОм;

· частота генератора – 1…300 кГц;

· ток потребления микросхемы – не более 20 мА;

· фронт импульса выходного тока – не более 200 нс;

· спад импульса выходного тока – не более 100 нс.

Кроме того, независимые выходные формирователи микросхемы на транзисторах обеспечивают возможность работы выходного каскада по схеме с общим эмиттером или по схеме эмиттерного повторителя.

3.1.1.Принципиальная схема импульсного понижающего
стабилизатора на ИС TL494

В предлагаемом на рис. 37 стабилизаторе максимальное входное напряжение составляет 30 В, оно ограничено максимально допустимым напряжением сток-исток р-канального полевого транзистора VT1 RFP60P03 фирмы Mitsubishi Electric [ ]. Резистор R3 и конденсатор С6 задают частоту внутреннего генератора пилообразного напряжения, она определяется по формуле

На рис. 37 указано: VD1-КД212А; VD2-2Д2998Б; VТ1-RFP60PO3; C1, C2-2200 мк×40 В; C3-10 мк×63В; C4-0,1мк; C5-1000 мк×25В; C6-4700; C7-0,1 мк; FU1-MF R400; R1-200 Ом, 0,125 Вт; R2-510 Ом, 0,5 Вт; R3-30 кОм, 0,125 Вт; R4-1 М, 0,125 Вт; R5-47 кОм, 0,125 Вт; R6-4,7 кОм, 0,125 Вт; R7-4,7 кОм; R8-5,6 кОм, 0,125 Вт; R9-1 кОм, 0,125 Вт; L1-80 мкГн; I-6 А; U_вх =24 В; U_вых =0…11 В.

С источника опорного напряжения (вывод 14) через резистивный делитель R6, R7 на инвертирующий вход усилителя ошибки № 1 (вывод 2) подается часть образцового напряжения. Сигнал обратной связи через делитель R8, R9 подают на не инвертирующий вход усилителя ошибки (вывод 1) микросхемы. Выходное напряжение регулируется резистором R7. Резистор R5 и конденсатор С7 осуществляют частотную коррекцию усилителя ошибки.

Следует отметить, что независимые выходные формирователи микросхемы обеспечивают работу выходного каскада как в двухтактном, так и в однотактном режимах. В стабилизаторе выходной формирователь микросхемы включен в однотактном режиме. Для этого вывод 13 соединен с общим проводом. Два выходных транзистора (коллекторы – выводы 8, 11; соответственно эмиттеры – выводы 9, 10) включены по схеме с общим эмиттером и работают параллельно. При этом выходная частота равна частоте генератора. Выходной каскад микросхемы через резистивный делитель R1, R2 управляет ключевым элементом КЭ стабилизатора – полевым транзистором VT1. В цепи питания микросхемы (вывод 12). Для подавления различных высокочастотных помех и более устойчивой работы стабилизатора в целом включен LC-фильтр на элементах L1, C3, C4. Как видно из принципиальной схемы стабилизатора, при применении микросхемы TL494 требуется сравнительное небольшое число внешних элементов.

Для защиты стабилизатора от перегрузки по току применен самовосстанавливающийся предохранитель FU1 MF-R400 фирмы Bourns. Принцип работы подобных предохранителей основан на свойстве резко увеличивать свое сопротивление при превышении определенного порогового значения тока или температуры окружающей среды и автоматически восстанавливать свои свойства при устранении этих причин. Ниже приведены технические характеристики вышеуказанного предохранителя:

· максимально рабочее напряжение – 30 В;

· максимальный ток, которые не приводит к изменению параметров предохранителя – 4 А;

· ток, который приводит к скачку сопротивления – 8 А;

· диапазон рабочей температуры – от −40 до +85 ºС.

Уменьшить коммутационные потери и повысить КПД стабилизатора удалось благодаря использованию диода Шоттки (VD2) КД2998Б с параметрами:

· постоянное прямое напряжение – 0,54 В;

· средний прямой ток – 30 А;

· диапазон частот без снижения электрических параметров–10..200 кГц;

· импульсное обратное напряжение – 30 В.

Основные технические характеристики понижающего стабилизатора (рис.37)

· Входное напряжение – 24 В;

· Выходное напряжение – 0…11 В;

· Максимальный ток нагрузки – 6 А;

· Амплитуда пульсаций выходного напряжения – не более 100 мВ;

· Нестабильность выходного при изменении тока нагрузки и температуры окружающей среды – не более 1%;

· Среднее значение КПД при максимальном токе нагрузки во всем интервале выходного напряжения – порядка 90 %;

· Частота преобразования – 15 кГц;

· Диапазон рабочей температуры – от −25 до +85 ºС.

Экспериментально было установлено, что стабилизатор имеет максимальный КПД (≈90 %) на частоте 12 кГц, но при выходной мощности порядка 40 Вт наблюдается едва заметный свист [ ]. Свист пропадает, если увеличить частоту преобразования до 20 кГц (при снижении КПД на 2…3 %). КПД при выходной мощности до 10 Вт (U_вых = 10 В) достигает 93 %.

Дроссель L2 намотан на двух сложенных вместе кольцевых магнитопроводах МП-140 К24×13×6,5 и содержит 45 витков провода ПЭТВ-2 диаметром 1,1 мм, уложенных равномерно в два слоя по всему периметру кольца. Между слоями следует проложить два слоя лакоткани ЛШМС-105-0,06 ГОСТ 2214-78. Индуктивность дросселя – 220 мкГн. Резисторы – С2-33Н. Конденсаторы С1, С2, С3, С5 – К50-35, С4, С6, С7 – К10-17. Переменные резисторы – СП5-3 или СП5-2ВА. Микросхему TL494CN можно заменить на TL494LN или КР1114ЕУ4. Дроссель L1 – ДМ-0,1 индуктивностью 80 мкГн. Самовосстанавливающийся предохранитель серии MF-R можно подобрать для каждого конкретного случая. Диод VD2 можно заменить любым другим диодом Шоттки с параметрами не хуже вышеуказанных, например 20TQ045.

В стабилизаторе узел защиты от перегрузки по току можно выполнить по-другому. В TL494 есть усилитель ошибки № 2 (инвертирующий вход/выход 15, не инвертирующий вход/выход 16). Выходы обоих усилителей ошибки имеют активный высокий уровень и объединены по ИЛИ на не инвертирующем входе ШИМ-компаратора. В такой конфигурации усилитель, требующий минимального времени для включения выхода, является доминирующим в петле усиления.

Фрагмент схемы стабилизатора с узлом защиты от перегрузки по току приведен на рис. 38[ ].

Параллельные резисторы R12-R14 выполняющие роль датчика тока, включены последовательно с нагрузкой. Напряжение с датчика тока подается на не инвертирующий вход (вывод 16) усилителя ошибки № 2. Пороговое значение тока (напряжение на инвертирующем входе усилителя, вывод 15) в нагрузке задается делителем R10, R11.

На рис. 38 указано: VD2-2Д2998Б; C5-1000 мк×25В; C6-4700; C7-0,1 мк; R3-30 кОм, 0,125 Вт; R4-1 М, 0,125 Вт; R5-47 кОм, 0,125 Вт; R6-4,7 кОм, 0,125 Вт; R7-4,7 кОм; R8-5,6 кОм, 0,125 Вт; R9-1 кОм, 0,125 Вт; R10-4,7 кОм, 0,125 Вт; R11-270 Ом; R12, R13, R14-0,1 кОм, 1 Вт; L1-80 мкГн; I-6 А; U_вых = 0…11 В.

Как только ток в нагрузке превысит установленное пороговое значение и усилитель ошибки №2 микросхемы будет доминирующим в петле управления, стабилизатор начнет работать в режиме стабилизации тока. Если ток нагрузки будет меньше порогового значения, стабилизатор вновь перейдет в режим стабилизации напряжения. Для уменьшения потерь мощности датчик тока выполнен с минимальным сопротивление 0,03 Ом: при максимальном токе нагрузке 6 А рассеиваемая мощность на датчике
составляет всего 1,08 Вт. Резисторы R12...R14 – типа С5-16МВ 1 Вт, 0,1 Ом ± 1%. Резистор R11 – СП5-3 или СП5-2ВА. При необходимости для уменьшения потерь можно еще уменьшить сопротивление датчика тока.

Стабилизатор выполнен на плате с размерами 55×55 мм. При монтаже целесообразно разделить общий провод силовой части стабилизатора и общий провод микросхемы и соединить их у выхода стабилизатора, а также минимизировать длину проводников (особенно силовой части).

Транзистор устанавливают на радиатор с площадью эффективной поверхности не менее 110 см². В налаживании стабилизатор при правильном монтаже не нуждается. В стабилизаторе с узлом защиты от перегрузки по току (рис. 38) необходимо выставить напряжение на выводе 15 микросхемы, которое вычисляется по формуле: U₁₅ = I×R, где I – максимальный ток нагрузки; R – сопротивление датчика тока.

Вначале без нагрузки резистором R 11 необходимо выставить требуемое напряжение U для максимального тока нагрузки (для тока I_пор = 8 А, U = 0,24 В). Первое включение лучше сделать при нагрузке 0,2…0,4 А. Затем медленно увеличить выходное напряжение до максимального значения и далее, увеличивая ток нагрузки, проверить переход стабилизатора в режим стабилизации тока.

Вместо транзистора RFP60P03, можно применить более дешевый RFP10P03, но применение более дешевой элементной базы может привести к ухудшению технических характеристик стабилизатора.

3.1.2.Принципиальная схема импульсного повышающего
стабилизатора на ИС TL494

В некоторых случаях необходимо, чтобы выходное напряжение стабилизатора было выше входного. На рис. 39 приведена структурная схема импульсного параллельного стабилизатора повышающего типа.

В данном импульсном стабилизаторе при открытом ключевом элементе КЭ ток от источника U_вх протекает через дроссель L1, запасая в нем энергию. Диод VD1 при этом закрыт. Ток в нагрузку в этот промежуток времени поступает только от конденсатора С1.

На рис. 39 указано: VD1-КД212А; VD2-2Д2998Б; VТ1-IRFP540; C1, C2-2200 мк×40 В;C3-10 мк×63В; C4-0,1мк; C5, C6-3300 мк×63 В; C7-4700; С8-0,1 мк; С9-1000 мк×25 В; FU1-MF R400; R1-1 кОм, 0,25 Вт; R2-750 Ом, 0,25 Вт; R3-30 кОм, 0,125 Вт; R4-1 М, 0,125 Вт; R5-47 кОм, 0,125 Вт; R6-4,7 кОм, 0,125 Вт; R7-4,7 кОм; R8-150 кОм, 0,125 Вт; R9-4,7 кОм, 0,125 Вт; L1-80 мкГн; I-1,4 А; U_вх =24 В; U_вых =26,5…50 В.

В следующий момент, когда КЭ закрывается, энергия дросселя L1 отдается в нагрузку. При этом выходное напряжение будет больше входного. В отличие от понижающего стабилизатора (рис. 38) здесь дроссель не является элементом фильтра, а выходного напряжение становится больше входного на величину, которая определяется индуктивностью дросселя L1 и скважностью работы ключевого элемента КЭ.

В стабилизаторе на рис. 39 применены, в основном, те же радиоэлементы, что и в ранее рассмотренном.

Основные технические характеристики повышающего стабилизатора:

· Входное напряжение – 24 В;

· Выходное напряжение – 26,5…50 В;

· Максимальный ток нагрузки ( при U_вых = 50 В) – 1,4 А;

· Амплитуда пульсаций выходного напряжения – не более 200 мВ;

· Нестабильность выходного при изменении тока нагрузки и температуры окружающей среды – 1,5 %;

· Среднее значение КПД при максимальном токе нагрузки во всем интервале выходного напряжения – порядка 9,2 %;

· Частота преобразования – 15 кГц;

· Диапазон рабочей температуры – от −25 до +85 ºС;

· Амплитуда пульсаций выходного напряжения стабилизатора при максимальной нагрузке – порядка 200 мВ.

Уменьшить пульсации можно, увеличив емкость выходного фильтра. Для более «мягкого» запуска между общим проводом и не инвертирующим входом усилителя ошибки № 1 (вывод 1) включен конденсатор С9. Для защиты стабилизатора от перегрузки по току можно применить функциональный узел, приведенный на рис. 38.

Дроссель L2 такой же, как и в схеме понижающего стабилизатора, VT1 – n- канальный полевой транзистор IRF540 с параметрами: U_си = 100 В, I_cи =28 А, R_си = 0,077 Ом (максимальные значения). Резисторы – С2-33Н. Конденсаторы С1, С2, С3, С5, С6, С8, С9 – К50-35; С4, С7, С8 – К10-17. Переменные резисторы – СП5-3 или СП5-2ВА. Транзистор VT1 следует установить на радиатор с площадью эффективной поверхности не менее 100 см². Можно применить более дешевый n-канальный полевой транзистор, конечно, с некоторым ухудшением технических характеристик стабилиза-тора. Первое включение лучше сделать при небольшой нагрузке 0,1…0,2 А и минимальном выходном напряжении, затем медленно увеличивать выходное напряжение и ток нагрузки до максимальных значений.

Если повышающий и понижающий стабилизаторы будут работать от одного источника напряжения, то их частоту преобразования можно засинхронизировать. В [13] приведена схема синхронизации двух микросхем TL494. Для этого в ведомом стабилизаторе нужно удалить времязадающие резисторы и конденсатор и замкнуть выводы 6 и 14 микросхемы, а выводы 5 микросхем обоих стабилизаторов соединить между собой.

В стабилизаторе повышающего типа дроссель L2 не участвует в сглаживании пульсации выходного постоянного напряжения. В стабилиза-торах повышающего типа для качественной фильтрации выходного постоянного напряжения необходимо применять выходные фильтры с достаточно большими значениями L и С . Это приводит к увеличению массы и габаритов фильтра и устройства в целом. Поэтому удельная мощность понижающего стабилизатора больше, чем повышающего.

3.1.3. Принципиальная схема импульсного
инвертирующего стабилизатора на ИС TL494

Принципиальная схема импульсного инвертирующего стабилизатора приведена на рис. 40. Этот ИСН выполнен по схеме, приведенной в главе 2, §2.2.3.

Также, как и в повышающем стабилизаторе, дроссель при открытом КЭ накапливает энергию, а при закрытом – отдает ее в нагрузку, однако за счет другого порядка соединения элементов стабилизатор обладает свойством инвертирования полярности выходного напряжения относительно входного напряжения.

На рис. 40 указано: VD1-КД212А; VD2-2Д2998Б; VТ1-RFP60PO3; C1, C2-2200 мк×40 В;C3-10 мк×63В; C4-0,1мк; C5-1000 мк×25В; C6-4700; C7-220 мк×40 В; С8-0,1 мк;FU1-MF R400; R1-200 Ом, 0,125 Вт; R2-510 Ом, 0,5 Вт; R3-1 кОм, 0,125 Вт; R4-4,7 кОм, 0,125 Вт; R5-30 кОм, 0,125 Вт; R6-1 МОм, 0,125 Вт; R7-47 кОм; R8-1 кОм, 0,125 Вт; R9-10 кОм, 0,125 Вт; R10-1 кОм, 0,125 Вт; R11-5,6 кОм, 0,125 Вт; L1-80 мкГн; I-4,5 А;U_вх=24 В; U_вых=0…11 В.

В инвертирующем стабилизаторе использованы, в основном, те же электронные компоненты, что и в ранее описанных.

Основные технические характеристики инвертирующего стабилизатора:

· Входное напряжение – 24 В;

· Выходное напряжение – 11 В;

· Максимальный ток нагрузки – 4,5 А;

· Амплитуда пульсаций выходного напряжения – не более 150 мВ;

· Нестабильность выходного при изменении тока нагрузки и температуры окружающей среды – 15 %;

· Среднее значение КПД при максимальном токе нагрузки во всем интервале выходного напряжения – 80%;

· Частота преобразования – 15 кГц;

· Диапазон рабочей температуры – от −25 до +85 ºС.

Для того, чтобы исключить бросок входного тока, особенно при работе на большую нагрузку, в стабилизаторе реализован «мягкий» запуск за счет введения R3 и С5.

Транзистор VT1 следует установить на радиатор с площадью эффек-тивной поверхности не менее 140 см². Диод VD2 также устанавливается на радиатор с площадью эффективной поверхности не мене 10 см².

Входное напряжение стабилизаторов можно уменьшить или увеличить, если учесть все вышеизложенные требования к каждому стабилизатору, но при этом ток нужно вновь рассчитать делитель R1, R2, чтобы ток делителя и напряжение исток-затвор транзистораVT1 не изменились.?????

Микросхема импульсного управления КР142ЕП1 обеспечивает работу ИСН в основном в релейном двухпозиционном режиме, но в ИС предусмотрена также возможность для создания стабилизатора напряжения с широтно-импульсной модуляцией.

Например, если по тем или иным причинам требуется, чтобы работа порогового устройства была синхронизирована с частотой какого-либо внешнего устройства, то его синхронизирующий сигнал подают на выв. 14 и 15 ИС. Часто в качестве подобного устройства используют генератор прямоугольных импульсов - задающий генератор. Переменное напряжение прямоугольной формы такого генератора с помощью дифференцирующей RC цепочки преобразуется в пилообразное напряжение U_пил. В качестве резистора в этом случае используется R10 микросхемы, а внешний конденсатор применяется небольшой емкости.

В качестве узла ввода этого сигнала используются диоды VD3...VD6, включенные между дифференциальным усилителем и триггером Шмитта. Таким образом, на резисторе R10 осуществляется сравнение двух напряжений – первое пропорционально изменению напряжения на нагрузке(как и в ИСН с РЭ) и снимается оно с коллектора VT11 дифференциального усилителя постоянного тока U_упт, а второе –напряжение пилообразной формы U_пил. В результате сравнения этих напряжений выделяется сигнал рассогласования, который подается на инвертирующий каскад VT7.

Напряжение пилообразной формы должно иметь размах, достаточный для перевода VT7 в состояние насыщения. Последний в открытом состоянии работает в режиме, близком к насыщению. Задержка моментов времени, в которые VT7 выходит из насыщения, по отношению к переднему фронту пилообразного напряжения зависит от того, насколько открыты транзисторы VT7, VT8. Если транзисторы почти заперты, а среднее напряжение между их базой и эмиттером, задаваемое потенциалом коллектора VT8, мало, то оно сравняется с линейно уменьшающимся напряжением на выходе выпрямителя только в конце такта.

При возрастании потенциала на коллекторе VT11(т.е. при увеличении напряжения на нагрузке) растет и напряжение U_упт. Такому напряжению соответствует большая пауза между импульсами напряжения (меньшая длительность импульсов напряжения), снимаемыми с общей эмиттерной нагрузки транзисторов VT7, VT8 - R9(U_БVT6) микросхемы.

Транзисторы VT6, VT5, VT4являются усилителями импульсов, снимаемых с резистора R9. Усиленные импульсы с коллектора VT4 через внешний делитель напряжения (R6, R3) подаются на базу VT3, являющегося одним из транзисторов ключа, входящего в состав ИС. Этот ключ (VT2, VT3) управляет в данной схеме ИСН внешним силовым ключом, выполненным также в виде составного транзистора (VT2, VT3). Таким образом, при увеличении, например, напряжения питания на входе ИСН напряжение U_н = (t_и /T)U_п на нагрузке останется неизменным так как уменьшилось время открытого состояния регулирующего транзистора силовой части.

Дата добавления: 2014-03-13; просмотров: 1849; Нарушение авторских прав

Мы поможем в написании ваших работ!