Двухтактный полумостовой преобразователь можно построить на примере компьютерного блока питания

Упрощенная схема полумостового усилителя мощности

Упрощенная схема полумостового усилителя мощности (до 500 Вт) приведена на рис. 77, а.

а

б

Рис. 77

На рис. 77, а представлены два силовых транзистора VT1 и VT2 и два конденсатора С1 и С2, образующие мостовую схему. В диагональ моста, между точкой соединения конденсаторов Cl, C2 и точкой соединения эмиттера VT1 и коллектора VT2, подключается первичная обмотка силового высокочастотного трансформатора TV1. В качестве коммутаторов (ключей) могут быть использованы не только биполярные транзисторы, но и другие мощные ключи - полевые транзисторы, биполярные транзисторы с изолированным затвором БТИЗ-транзисторы типа IGBT и др. Транзисторы в двухтактном ИПН могут включаться с общим эмиттером (ОЭ) и общим коллектором (ОК). Схемы с ОЭ позволяют получить наибольший КПД при малом напряжении питания. Схема с ОК позволяет несколько снизить обратное напряжение на транзисторах. Такое включение позволяет расположить транзисторы на общем радиаторе. Наиболее часто такое включение рекомендуется при повышенных (свыше 12-15 В) напряжениях питания.

Рассмотрим принцип работы такой схемы. Первичная обмотка ИПН включена в диагональ электрического моста, одно плечо которого образовано конденсаторами С1, С2, а другое – мощными ключевыми транзисторами VT1,VT 2.

Конденсаторы достаточно большой и одинаковой емкости С1, С2 образуют емкостной делитель, одновременно выполняя функцию сглаживающих емкостей высокочастотного фильтра.

При подключении схемы к напряжению сети и его выпрямлению мостовым выпрямителем рис.77,б конденсаторы будут заряжены. Выпрямленное напряжение сети делится на них пополам. Транзисторы управляются по базам от схемы управления через управляющий, он же и согласующий (развязывающий) трансформатор TV2 (рис. 77, б) таким образом, что переключение их происходит поочередно с регулируемой паузой на нуле.

Когда транзистор VT3 достигает состояния насыщения, а транзистор VT4 находится в состоянии отсечки, первичная обмотка трансформатора, имеющая число витков w1, подключается к заряженному конденсатору С1 достаточно большой емкости. Поэтому в этот промежуток времени (VT3 открыт) ток протекает по цепи: от (+) выпрямителя - через силовой транзистор (к-э) VT3 -первичную обмотку TV2 (справа налево) - развязывающий конденсатор С3 - подзаряжает конденсатор С2 - к минусу диодного моста, одновременно протекает ток разряда конденсатора по пути от (+) С1 через (к-э) VT3 и первичную обмотку TV2(справа налево)- через С3 к (-)С1.

Во второй полупериод, когда транзистор VT3 закрыт, a VT4 открыт, ток протекает по пути: от (+) выпрямителя - подзаряжает конденсатор С1 - развязывающий конденсатор С3- первичная обмотка TV2(слева направо) - силовой транзистор (к-э) VT4 - к (-) диодного моста, одновременно в том же направлении протекает ток разряда конденсатора от (+) С2 к своему (-).

Ток через первичную обмотку импульсного трансформатора TV2 протекает в противоположном предыдущему случаю направлении. Следовательно, напряжение во вторичной обмотке с числом витков w2 будет иметь форму прямоугольных импульсов разной полярности. Из схемы видно, что к первичной обмотке импульсного трансформатора прикладывается лишь половинное напряжение питания. Если сравнить схему силовой части с аналогичной схемой однотактного преобразователя, то можно убедиться, что коммутируемый ток транзистором в рассматриваемой схеме двухтактного полумостового преобразователя, будет вдвое больше тока, протекающего через транзистор в однотактном преобразователе для получения той же мощности в нагрузке.

Однако в такой схеме обратное напряжение, приложенное к закрытому транзистору, уменьшается более чем в два раза по сравнению с однотактной схемой преобразователя.

Стабильность выходных напряжений поддерживается тем же способом, что и в однотактной схеме. Сигнал обратной связи подается на схему управления с делителя R29, R30 в цепи шины выходного напряжения ИПН. Схема управления, построенная по принципу ШИМ, изменяет длительность управляющих импульсов, подаваемых на базы силовых транзисторов VT3, VT4 таким образом, чтобы вернуть отклонившееся выходное напряжение к номинальному значению. При этом для обеспечения достаточной величины базового для силовых ключей тока на выходе схемы управления включается согласующий каскад.

Диоды VD8 и VD9 называются рекуперационными (возвратными). Они создают путь для протекания тока в моменты запирания транзисторов VT3 и VT4. Токи эти протекают под воздействием противо-ЭДС, наводимой в первичной обмотке силового импульсного трансформатора TV2 при резком прерывании тока через нее в результате запирания этих транзисторов. Возникновение импульса ЭДС при запирании транзисторов объясняется неизбежным наличием у силового импульсного трансформатора паразитной индуктивности рассеяния, в которой за время открытого состояния транзистора запасается магнитная энергия.

Явление магнитного рассеяния заключается в том, что часть магнитного потока ответвляется от основного магнитного потока и замыкается по различным путям, охватывающим различные группы витков; этот факт отражают введением понятия индуктивности рассеяния L_s. Противо-ЭДС всегда имеет полярность, стремящуюся поддержать ток прежнего направления. Потенциал вывода 1 первичной обмотки силового трансформатора TV2 можно считать не изменяющимся.

Поэтому на выводе 2 первичной обмотки ТV2 при запирании транзистора VT3 появляется отрицательный потенциал. Если бы диод VD9 отсутствовал, то потенциал коллектора закрытого транзистора VT4 стал бы отрицательным по отношению к его эмиттеру, т.е. транзистор VT4 оказался бы в инверсном режиме, а к коллектору транзистора VT3 оказалось бы приложено напряжение, превышающее напряжение питания. Поэтому такой режим нежелателен. Диод VD9 позволяет избежать попадания в этот режим, т.к. открывается и через него замыкается кратковременный ток рекуперации, протекающий по цепи: 2TV2 – С3 -С2 – «общий провод» – VD9 – 1TV2.

При этом конденсатор С2 подзаряжается, т.е. энергия, запасенная в индуктивности рассеяния первичной обмотки TV2, частично возвращается (рекуперируется) в источник. При запирании транзистора VT4 на выводе 2 первичной обмотки TV2 появляется положительный потенциал и тогда, если бы диод VD8 отсутствовал, в инверсном режиме оказался бы транзистор VT3, а коллектор транзистора VT4 оказался бы под воздействием импульса, превышающего уровень питания. Однако VD8 открывается и замыкает цепь тока рекуперации: 1TV2 – VD2 – шина U_ep – С1-С3 – 2TV2.

При этом подзаряжается конденсатор С1, т.е. избыточная энергия опять возвращается (рекуперируется) в источник.

Последовательность открывания транзисторов устанавливается внешней схемой управления, примером которой может служить ШИМ регулятор, выполненный в соответствии со схемами, приведенными ранее. Импульсные сигналы, эпюры напряжений которых показаны на двух нижних диаграммах рис.36 гл.3, TL494могут быть поданы на базовые цепи транзисторов VT1 и VT2 рис.79,б для управления работой усилителя мощности на транзисторах VT3 и VT4. Если абстрагироваться от задачи регулирования вторичного напряжения, то основным назначением схемы управления является формирование корректных сигналов, исключающих протекание сквозных токов через транзисторы VT3 и VT4, и обеспечение симметрии выходного импульсного напряжения. Симметрирование работы силовых транзисторов благоприятно отражается на их тепловом режиме. Максимальное напряжение коллектор-эмиттер каждого из транзисторов в схеме полумостового усилителя равно напряжению питания U_n.

Амплитуду импульсного тока при заданной выходной мощности в нагрузке Р_н можно рассчитать по формуле:

,

где U_оmin - минимальное значение напряжения питания силового каскада преобразователя;

- коэффициент заполнения; η_и - КПД источника питания.

Таким образом, амплитудное значение импульсного тока, протекающего через транзисторы VT3 и VT4, сопоставимо с аналогичным параметром для однотактного каскада с обратным включением диода.

Схема, показанная на рис. 79, б предполагает питание постоянным или выпрямленным и отфильтрованным напряжением. В качестве конденсаторов для С1 и С2 необходимо применять лакопленочные или бумажные конденсаторы, рассчитанные на применение в диапазоне частот работы высокочастотного преобразователя, при значительном напряжении пульсаций на них. Минимальное значение емкости конденсаторов для двухтактного полумостового усилителя мощности определяется по формуле:

,

в которой: F_п – частота преобразования; U_c_–допустимый уровень пульсаций на конденсаторах С1 и С2 с частотой преобразования.

Представленная в настоящем разделе схема имеет ряд неоспоримых достоинств. Основным считается способ включения трансформатора TV2 в силовую цепь, при котором исключается насыщение его сердечника вследствие разбросов по длительности и амплитуде воздействующих на него импульсов разной полярности. Используя схему внешнего управления, можно исключить протекание сквозных токов через транзисторы. Активные элементы, применяемые в полумостовом усилителе, могут иметь значительно низкие предельные параметры по напряжению, чем полупроводниковые приборы, используемые в однотактных каскадах.

При разработке ИВЭП на базе сетевых импульсных преобразователей напряжения (ИПН), работающих на повышенной частоте, основное внимание уделяют обеспечению их надежности и высокого КПД. Именно этими качествами обладают двухтактные ИПН [4 - 9].

Прямоходовой преобразователь, построенный по двухтактной полумостовой схеме обладает преимуществами:

во-первых, транзисторы должны быть рассчитаны на амплитудное напряжение сети, а не на удвоенное напряжение для схемы с обратноходовым преобразователем (ООП). Номенклатура таких транзисторов шире и стоить они могут даже меньше, чем один на удвоенное напряжение;

во-вторых, основной индуктивный элемент – трансформатор – работает в режиме перекачки и не накапливает магнитную энергию; работа его происходит в симметричном режиме при небольших токах намагничивания.

Поэтому по сравнению со схемой ООП такой трансформатор имеет меньшие габариты при одинаковых мощностях, и расчет его проще. Малый ток намагничивания означает малую накапливаемую энергию в индуктивности рассеяния, поэтому для ее гашения не требуются сложные демпфирующие цепи, и процессы переключения в преобразователе значительно «спокойнее». Проблемы, которые существовали ранее при построении ИИП по схеме полумостового преобразователя – проблемы сквозного тока, начального запуска и регулирования выходного напряжения – успешно разрешаются с развитием интегральной схемотехники.

4.2.4. Согласующий каскад

Для согласования и развязки мощного выходного каскада от маломощных цепей управления служит согласующий каскад.

Практические схемы построения согласующего каскада в различных ИП можно разделить на два основных варианта:

· транзисторный вариант, где в качестве ключей используются внешние транзисторы в дискретном исполнении;

· бестранзисторный вариант, где в качестве ключей используются выходные транзисторы самой управляющей микросхемы VT1, VT2 (в интегральном исполнении).

Кроме того, еще одним признаком, по которому можно классифицировать согласующие каскады, является способ управления силовыми транзисторами полумостового инвертора. По этому признаку все согласующие каскады можно разделить на:

· каскады с общим управлением, где управление обоими силовыми транзисторами производится с помощью одного общего для них управляющего трансформатора, который имеет одну первичную и две вторичные обмотки;

· каскады с раздельным управлением, где управление каждым из силовых транзисторов производится с помощью отдельного трансформатора, т.е. в согласующем каскаде имеется два управляющих трансформатора.

Исходя из обеих классификаций согласующий каскад может быть выполнен одним из четырех способов:

· транзисторный с общим управлением;

· транзисторный с раздельным управлением;

· бестранзисторный с общим управлением;

· бестранзисторный с раздельным управлением.

Транзисторные каскады с раздельным управлением почти не применяются. Во всех вариантах построения ИП связь с силовым каскадом осуществляется трансформаторным способом. При этом трансформатор выполняет две основные функции: усиления управляющего сигнала по току (за счет ослабления по напряжению) и гальванической развязки. Гальваническая развязка необходима потому, что управляющая микросхема и согласующий каскад находятся на вторичной стороне, а силовой каскад – на первичной стороне ИП.

Рассмотрим работу каждого из упомянутых вариантов согласующего каскада на конкретных примерах.

В транзисторной схеме с общим управлением в качестве согласующего каскада используется двухтактный трансформаторный предварительный усилитель мощности на транзисторах VT3 и VT4 (рис. 78).

Рис. 78

Оба транзистора включены по схеме с общим эмиттером и работают в ключевом режиме.

Коллекторными нагрузками транзисторов являются первичные полуобмотки импульсного управляющего трансформатора TV и резистор общей нагрузки R19, который задает максимальную величину тока через транзисторы.

Напряжение питания U_пит подается в среднюю точку первичной обмотки через R19 и диод развязки VD8. Транзисторы по отношению к питающему напряжению включены параллельно.

На базы транзисторов VT3, VT4 поступают последовательности прямоугольных импульсов положительной полярности с отрицательными передними фронтами, сдвинутые по фазе друг относительно друга на половину периода. Из этого следует, что в промежутках между импульсами транзисторы VT3, VT4 открыты, т.к. к их управляющим переходам приложено открывающее напряжение. Под воздействием управляющих импульсов транзисторы поочередно закрываются.

На эмиттерах VT3, VT4 поддерживается напряжение за счет цепочки VD10, VD11, С13. Это напряжение позволяет осуществлять активное попеременное закрывание обоих транзисторов. Действительно, когда на базе закрываемого транзистора действует выходной импульс микросхемы, то напряжение на базе близко к 0. Напряжение же на эмиттере за счет цепочки VD10, VD11, С13 поддерживается постоянно. Поэтому к управляющему переходу база-эмиттер на время действия выходного импульса микросхемы оказывается приложенным в запирающей полярности напряжение. Фронты коллекторных импульсов в результате получаются крутыми.

Диоды VD7, VD9 предназначены для гашения паразитных колебательных процессов, которые возникают при запирании транзисторов VT3, VT4, в паразитном контуре, образованном первичной обмоткой TV1 и ее распределенной межвитковой емкостью.

При этом гашение (демпфирование) происходит по истечении первого полупериода паразитного колебания, когда полярность напряжения на паразитном контуре меняется. Ток демпфирования при запирании транзистора VT4 протекает по цепи: 3 TV1- к-э VT4 - VD7 - 1TV1. При запирании транзистора VT3 - по цепи: 1TV1- э - VT3 - VD9 - 3TV1.

Первый полупериод этих паразитных высокочастотных колебании выглядит как начальный выброс напряжения на коллекторе транзистора при его запирании.

Токи через диоды VD7 и VD9, протекающие под воздействием магнитной энергии, запасенной в сердечнике TV1, имеют вид спадающей экспоненты. В сердечнике TV1 во время протекания токов через диоды VD7 и VD9 действует изменяющийся (спадающий) магнитный поток, что и обуславливает появление импульсов ЭДС на его вторичных обмотках.

Диод VD8 устраняет влияние согласующего каскада на управляющую микросхему через общую шину питания.

Одна из разновидностейтранзисторногосогласующего каскадас общимуправлением приведена на рис. 79. Первой особенностью этого варианта является то, что выходные транзисторы VT1, VT2 микросхемы включены как эмиттерные повторители. Выходные сигналы снимаются с выводов 9, 10 микросхемы. Резисторы R17, R16 и R15, R14 являются эмиттерными нагрузками транзисторов VT1 и VT2 соответственно. Эти же резисторы образуют базовые делители для транзисторов VT3, VT4, которые работают в ключевом режиме. Емкости С13 и С12 являются форсирующими и способствуют ускорению процессов переключения транзисторов VT3, VT4.

Второй характерной особенностью этого каскада является то, что первичная обмотка управляющего трансформатора DT не имеет вывода от средней точки и подключена между коллекторами транзисторов VT3, VT4. Когда выходной транзистор VT1 управляющей микросхемы открывается, то оказывается запитан напряжением Upom базовый для транзистора VT3 делитель R17, R16. Поэтому через управляющий переход VT3 протекает ток, и он открывается. Ускорению этого процесса способствует форсирующая емкость С13, которая обеспечивает подачу в базу VT3 отпирающего тока, в 2-2,5 раза превышающего установившееся значение. Результатом открывания VT3 является то, что первичная обмотка 1-2 TV своим выводом 1 оказывается подключена к корпусу. Так как второй транзистор VT4 заперт, то через первичную обмотку TV начинает протекать нарастающий ток по цепи: U_pom - R11 - 2-1 TV - к-э - VT3 - корпус. На вторичных обмотках 3 - 4 и 5 - 6 TV появляются импульсы ЭДС прямоугольной формы. Направление намотки вторичных обмоток TV разное. Поэтому один из силовых транзисторов (на схеме не показано) получит открывающий базовый импульс, а другой - закрывающий. Когда VT1 управляющей микросхемы резко закрывается, то вслед за ним также резко закрывается и VT3.

Рис. 79

Ускорению процесса закрывания способствует форсирующая емкость С13, напряжение с которой прикладывается к переходу база-эмиттер VT3 в закрывающей полярности. Далее длится «мертвая зона», когда оба выходных транзистора микросхемы закрыты. Далее открывается выходной транзистор VT2, а значит оказывается запитанным напряжением U_pom базовый для второго транзистора VT4 делитель R15, R14. Поэтому VT4 открывается и первичная обмотка 1-2 TV оказывается подключена к корпусу другим своим концом (выводом 2), поэтому через нее начинает протекать нарастающий ток противоположного предыдущему случаю направления по цепи: U_pom - R10 - 1-2 TV - к-э - VT4 – «корпус».

Поэтому полярность импульсов на вторичных обмотках TV меняется, и открывающий импульс получит второй силовой транзистор, а на базе первого будет действовать импульс закрывающей полярности. Когда VT2 управляющей микросхемы резко закрывается, то вслед за ним также резко закрывается VT4 (с помощью форсирующей емкости С12). Далее опять длится «мертвая зона», после чего процессы повторяются.

Таким образом, основная идея, заложенная в работу этого каскада, заключается в том, что переменный магнитный поток в сердечнике TV удается получить благодаря тому, что первичная обмотка TV подключается к корпусу то одним, то другим своим концом. Поэтому через нее протекает переменный ток без постоянной составляющей при однополярном питании.

Бестранзисторная схема с общим управлением показана на рис.80. Выходные транзисторы микросхемы VT1, VT2 нагружаются по коллекторам первичными полуобмотками трансформатора TV. Питание подается в среднюю.

Рис. 80

Когда открывается транзистор VT1, то нарастающий ток протекает через этот транзистор и полуобмотку 1-2 управляющего трансформатора TV. На вторичных обмотках TV появляются управляющие импульсы, имеющие такую полярность, что один из силовых транзисторов инвертора открывается, а другой закрывается. По окончании импульса VT1 резко закрывается, ток через полуобмотку 1-2 TV перестает протекать, поэтому исчезает ЭДС на вторичных обмотках TV, что приводит к закрыванию силовых транзисторов.

Далее длится «мертвая зона», когда оба выходных транзистора VT1, VT2 микросхемы закрыты, и ток через первичную обмотку TV не протекает. Далее открывается транзистор VT2, и ток, нарастая во времени, протекает через этот транзистор и полуобмотку 2-3 TV. Магнитный поток, создаваемый этим током в сердечнике TV, имеет противоположное предыдущему случаю направление.

Поэтому на вторичных обмотках TV наводятся ЭДС противоположной предыдущему случаю полярности. В результате открывается второй транзистор полумостового инвертора, а на базе первого импульс имеет закрывающую его полярность. Когда VT2 управляющей микросхемы закрывается, ток через него и первичную обмотку TV прекращается. Поэтому исчезают ЭДС на вторичных обмотках TV, и силовые транзисторы инвертора вновь оказываются закрыты. Далее опять длится «мертвая зона», после чего процессы повторяются.

Основная идея построения этого каскада заключается в том, что переменный магнитный поток в сердечнике управляющего трансформатора удается получить благодаря подаче питания в среднюю точку первичной обмотки этого трансформатора. Поэтому токи протекают через полуобмотки с одинаковым числом витков в разных направлениях. Когда оба выходных транзистора микросхемы закрыты («мертвые зоны»), магнитный поток в сердечнике TV равен 0. Поочередное открывание транзисторов вызывает поочередное появление магнитного потока то одной, то другой полуобмотки. Результирующий магнитный поток в сердечнике получается переменным.

Рис. 81

Бестранзисторная схема с раздельным управлениемиспользовалась, например, в ИБП компьютера Appis.

В этой схеме имеется два управляющих трансформатора TV1, TV2, первичные полуобмотки которых являются коллекторными нагрузками для выходных транзисторов микросхемы (рис. 81). В этой схеме управление каждым из двух силовых ключей осуществляется через отдельный трансформатор. Питание подается на коллекторы выходных транзисторов микросхемы с общей шины U_pom через средние точки первичных обмоток управляющих трансформаторов TV1, TV2.

Диоды VD9, VD10 с соответствующими частями первичных обмоток TV1, TV2 образуют схемы размагничивания сердечников. Остановимся на этом вопросе подробнее.

Согласующий каскад (рис. 81) по сути, представляет собой два независимых однотактных прямоходовых преобразователя, т.к. открывающий ток протекает в базу силового транзистора во время открытого состояния согласующего транзистора, т.е. согласующий и связанный с ним через трансформатор силовой транзистор открыты одновременно.

При этом оба импульсных трансформатора TV1, TV2 работают с постоянной составляющей тока первичной обмотки, т.е. с вынужденным подмагничиванием. Если не предусмотреть специальных мер по размагничиванию сердечников, то они войдут в магнитное насыщение за несколько периодов работы преобразователя, что приведет к значительному уменьшению индуктивности первичных обмоток и выходу из строя переключающих транзисторов VT1, VT2. Рассмотрим процессы, протекающие в преобразователе на транзисторе VT1 и трансформаторе TV1. Когда транзистор VT1 открывается, через него и первичную обмотку 1-2 TV1 протекает линейно нарастающий ток по цепи: Upom - 2-1 TV1 - к-э - VT1 – «корпус».

Когда отпирающий импульс на базе VT1 заканчивается, он резко закрывается. Ток через обмотку 1-2 TV1 прекращается. Однако ЭДС на размагничивающей обмотке 2-3 TV 1 при этом меняет полярность, и через эту обмотку и диод VD10 протекает размагничивающий сердечник TV1 ток по цепи: 2 TV1 - U_pom - С9 – «корпус» - VD10 - 3TV1.

Ток этот - линейно спадающий, т.е. производная магнитного потока через сердечник TV1 меняет знак, и сердечник размагничивается. Таким образом во время этого обратного такта происходит возврат избыточной энергии, запасенной в сердечнике TV1 за время открытого состояния транзистора VT1, в источник (подзаряжается накопительный конденсатор С9 шины Upom).

Однако такой вариант реализации согласующего каскада наименее предпочтителен, т.к. оба трансформатора TV1, TV2 работают с недоиспользованием по индукции и с постоянной составляющей тока первичной обмотки. Перемагничивание сердечников TV1, TV2 происходит по частному циклу, охватывающему только положительные значения индукции. Магнитные потоки в сердечниках из-за этого получаются пульсирующими, т.е. содержат постоянную составляющую. Это приводит к завышенным массогабаритным показателям трансформаторов TV1, TV2 и, кроме того, по сравнению с другими вариантами согласующего каскада, здесь требуется два трансформатора вместо одного.

В бестранзисторных вариантах согласующих каскадов ИБП в качестве транзисторов согласующего каскада, как это было отмечено ранее, используются выходные транзисторы VT1, VT2 управляющей микросхемы. В этом случае дискретные транзисторы согласующего каскада отсутствуют.

Дата добавления: 2014-03-13; просмотров: 1497; Нарушение авторских прав

Мы поможем в написании ваших работ!