Тема: Широкополосные усилители

. В связи с тем что КПД однотактных выходных каскадов в режиме А значительно меньше 50% в мощных выходных каскадах, часто используют двухтактные (симметричные) выходные каскады, работающие в режиме В или АВ.

Они позволяющие получать большой КПД при незначительных линейных искажениях. Двухтактные усилители мощности характеризуются не только лучшими энергетическими показателями, но и более приемлемыми габаритами и массой.

Применяют три схемы включения транзисторов: с ОБ, ОЭ, ОК.

Двухтактные выходные каскады можно разделить на каскады с выходными трансформаторами и бестрансформаторные выходные каскады.

Двухтактная схема состоит из двух одинаковых однотактных усилителей мощности (плеч), включенных симметрично относительно источников питания.

На рис.5 приведена принципиальная схема двухтактного усилителя мощности с трансформаторной связью.

При работе в режиме класса В в усилителе отсутствует цепь резистора R1 (которая обозначена на рис.5 штриховой линией), т.е. в транзисторах I_Б0 = 0. Данный усилитель выполнен на двух n-р-n транзисторах VТ1 и VТ2, а также двух трансформаторах Tpl и Тр2. Вторичные обмотки обоих трансформаторов состоят из двух секций и имеют вывод от средней точки.

Трансформатор Tpl обеспечивает передачу входного сигнала в базовые цепи обоих транзисторов. Кроме того, он осуществляет согласование R_BX усилителя с внутренним сопротивлением источника сигнала. В многокаскадных усилителях первичная обмотка Tpl обычно включается в цепь коллектора предыдущего каскада.

Рис.5. Схема двухтактного выходного каскада с трансформаторной связью

Трансформатор Тр2 осуществляет согласование R_ВЫХ усилителя с R_Н.

Первая секция первичной обмотки Тр2 включена в цепь коллектора транзистора VТ1, а вторая секция – в цепь коллектора VТ2.

При работе рассматриваемого усилителя мощности в режиме класса В при отсутствии входного сигнала в нем протекают лишь малые обратные токи коллекторных переходов транзисторов. В этом случае напряжения на коллекторах транзисторов VТ1 и VТ2 равны E_К, а на нагрузке – нулю.

При подаче отрицательной полуволны входного сигнала на секции вторичной обмотки Tpl, подключенной к базе VТ1, будет действовать положительная, а на секции вторичной обмотки, подключенной к базе VТ2, – отрицательная полуволна. В результате транзистор VТ2 останется закрытым, а VТ1 откроется и через него и первую секцию первичной обмотки Тр2 станет протекать ток I_K1. При этом на сопротивлении нагрузки R_H будет выделяться положительная полуволна выходного сигнала увеличенной мощности.

Если теперь на вход усилителя мощности (см. рис.5) будет поступать положительная полуволна U_ВХ, то полярности напряжений во вторичной обмотке трансформатора Tpl изменятся на противоположные. В результате транзистор VТ1 закроется, а VТ2 – откроется.

Следовательно, уже будет протекать ток I_К2 по цепи: источник питания → вторая секция первичной обмотки трансформатора Тр2 → коллектор – эмиттер VТ2 → общий провод. За счет этого во вторичную обмотку VТ2 будет трансформироваться отрицательная полуволна выходного сигнала.

Таким образом, усиление сигнала в рассматриваемом усилителе мощности происходит в два такта работы устройства. Если первый такт сопровождается усилением одной полуволны сигнала с помощью транзистора VТ1, то второй такт – усилением второй полуволны транзистором VТ2.

Поскольку токи в секциях обмоток трансформаторов протекают в разных направлениях, отсутствует подмагничивание их сердечника. В двухтактном усилителе исключена паразитная обратная связь по источнику питания.

Отсутствие тока покоя в усилителе для класса В приводит к появлению значительных нелинейных искажений.

Уменьшения нелинейных искажений обычно достигают за счет изменения режима работы, т.е. перехода к режиму класса АВ. Для осуществления этого необходимо задать в базы транзисторов VТ1 и VТ2 небольшой ток покоя I_Б0 (на рис.5 ток I_Б0 задается с помощью резистора R1).

Токи покоя в усилителе мощности класса АВ малы и практически не влияют на энергетические показатели устройства в сравнении с классом В.

Двухтактные бестрансформаторные выходные каскады .

Тенденция к микроминиатюризации устройств промышленной электроники привела к разработке двухтактных усилителей с бес­трансформаторным выходом.

Трансформаторы, используемые в рассмотренных выше схемах, не позволяют снизить габариты и вес усилителей мощности, ухудша­ют их амплитудно-частотную характеристику. Изготовление транс­форматоров требует больших затрат ручного труда, дефицитных материалов, и как элементы схемы трансформаторы имеют низкую надежность.

Поэтому в настоящее время широко распространены бестрансформаторные двухтактные усилители мощности, которые являются схемами с последовательным пи­танием и параллельным включением нагрузки.

а) б)

Рис.6. Схемы бестрансформаторных усилителей мощности

Существует большое количество различных видов бестрансформаторных усилителей мощности.

Схема простого бестрансформаторного усилителя приведена на ри.6,а. Она состоит из двух однотактных эмиттерных повторителей (плеч), работающих попеременно, в течение одного полупериода входного сигнала. Питание плеч осуществляется раздельно, от двух разнополярных источников постоянного напряжения Е'_К и Е''_К, объединенных общей шиной, которая обычно заземляется. Благодаря разному типу электропроводности транзисторов каскад не требует парафазных входных напряжений.

Отрицательная обратная связь позволяет уменьшить нелиней­ные искажения, а также влияние асимметрии плеч. Однако в схе­мах с использованием эмиттерных повторителей выходное напря­жение не может превышать входное, т. е. происходит по существу лишь усиление тока. Каскад (рис. 5, а) работает следующим образом.

В отсутствие входного сигнала точка «а» имеет нулевой по­тенциал. На базе каждого из транзисторов за счет делителя R-VD создается постоянное напряжение смещения, равное падению напряжения на соответствующем диоде и обеспечи­вающее работу каскада в режиме класса АВ.

При положительной полуволне U_ВХ откроется n-p-n транзистор VT1 и закроется р-n-р транзистор VT2. При отрицательной полуволне входного напряжения U_ВХ запи­рается транзистор VT1 и увеличивается ток транзистора VT2.

Наличие двух источников питания в схеме рис.6,а может вызвать определенные неудобства при пользовании схемой. Для замены двух источников питания одним последовательно с нагруз­кой включают разделительный конденсатор достаточно большой емкости (рис.6,б).

По постоянному току транзисторы схемы включены последовательно. Поэтому при идентичных параметрах транзисторов постоянное напряжение U_C на разделительном конденса­торе С_Р составляет 0,5Е_К и является «источником питания» для транзистора VT2. Напряжение коллектор - эмиттер транзистора VT1 равно Е_К – U_C = 0,5Е_K.

Недостатком бестрансформаторных каскадов, приведенных на рис.6, является большое различие параметров у транзисторов разных типов электропроводностей. Для устранения этого недо­статка промышленностью выпускаются «пары» транзисторов с одинаковыми параметрами, но разным типом электропроводности, так называемые комплементарные транзисторы, ассортимент которых соответствует различным уровням выходной мощности усилителя, например ГТ402-ГТ404, ГТ703-ГТ705, КТ502-КТ503, КТ814-КТ1815, КТ818-КТ819 и т.д.

Чтобы увеличить нагрузочную мощность усилителей мощности, выполненных на основе эмиттерных повторителей, используют со­ставные транзисторы. Принципиальная схема такого усилителя мощности приведена на рис.7.

Рис.7. Схема бестрансформаторного усилителя на составных транзисторах

В схеме (рис.7) вместо рези­сторов R, определяющих ток диодов смещения VD1 и VD2 приме­няют источники постоянного тока I₁ и I₂, позволяющие расширить дина­мический диапазон входного сигнала.

[1] Линейная интегральная микросхема – это микросхема, у которой входные и выходные сигналы изменяются по закону непрерывной функции, например, по закону синуса.

Тема: Широкополосные усилители

1. Импульсный усилитель

Общие сведения. Широкополосные усилители и импульсные усилители применяются, соответственно, для усиления сложных гармонических сигналов в очень широкой полосе частот и импульсных сигналов с малой длительностью фронта τ_Ф и большим диапазоном длительности τ_И импульсов.

По схемотехнике и конструкции эти усилители не различаются и поэтому их разделение на широкополосные усилители гармонических сигналов и усилители импульсных сигналов можно считать условным, обусловленным видом усиливаемых сигналов. Однако методы их анализа и расчета различны.

Импульсные сигналы широко используются для передачи информации в радиотехнических устройствах. Они излучаются и принимаются радиолокационными и радионавигационными станциями, обеспечивают дистанционное радиоуправление, несут информацию в составе телевизионного сигнала, передают непрерывную информацию в системах импульсной связи и т.д.

Под электрическим импульсом понимают отклонение напряжения или тока от некоторого постоянного уровня (в частности, от нулевого), наблюдаемое в течение времени, меньшего или сравнимого с длительностью переходных процессов в схеме.

Существует два вида импульсов: видеоимпульсы^[1]и радиоимпульсы.

Рис.1. Примеры некоторых типов видеоимпульсов

Видеоимпульсы получают при коммутации цепи постоянного тока. Наиболее часто используют видеоимпульсы прямоугольной (рис.1,а), трапецеидальной (рис.1,б), экспоненциальной (остроконечной) (рис.1,в), пилообразной (рис.1,г) и треугольной (рис.1,д) форм.

Различают видеоимпульсы положительной (рис.1,а,б,г,д) и отрицательной (рис.1,в) полярности, а также двусторонние – разно полярные импульсы[2] (рис.1,е). Реальные импульсы не имеют формы, строго соответствующей названию.

Радиоимпульсы (рис.2) представляют собой кратковременные посылки синусоидального напряжения или тока. Они снимаются с выхода высокочастотного генератора, который управляется (модулируется) видеоимпульсами. Поэтому форма огибающей радиоимпульсов соответствует форме модулирующих видеоимпульсов.

Радиоимпульсы (рис.2) – результат модуляции амплитуды высокочастотного колебания прямоугольными видеоимпульсами.

Для усиления с минимальными искажениями сигналов импульсной формы необходим усилитель с большой полосой пропускания П, т.е. широкополосный. Это становится очевидным, если представить прямоугольный импульс (рис.1,а) тригонометрической формой ряда Фурье[3] в виде суммы постоянной составляющей U₀ и бесконечного ряда гармоник

u(t) = U₀ + U_m1cos ω₁t + U_m2cos 2ω₁t + U_m3cos 3ω₁t + … + U_micos iω₁t,

где U₀ = U_mτ_И / Т – постоянная составляющая напряжения, U_m – амплитуда импульса (см.рис.1,а), τ_И – длительность импульса, Т = 2π/ω₁ – период импульсов, ω₁ – частота первой гармоники, U_mi = (2U_m/iπ)sin (iπτ_И/Т) – амплитуда i-ой гармоники, i =1,2,3…∞ .

Длительность импульсов τ_И может быть очень небольшой – сотые доли микросекунды и даже единицы наносекунд. При этом период повторения импульсов Т превышает их длительность τ_И в сотни и тысячи раз.

Анализ тригонометрического ряда Фурье показывает, что для усиления импульсного сигнала необходим усилитель с полосой АЧХ от f_H = 1/T= ω₁/2π до f_В = ∞. А в идеальном случае необходима полоса пропускания АЧХ как для идеального усилителя с f_H = 0 (постоянный ток) до f_В = ∞. Вывод: импульсный усилитель должен быть широкополосным и не содержать колебательных контуров.

У реальных усилителей нижняя усиливаемая частота может быть единицы или десятки герц, а верхняя – до 100-200 мегагерц. Такую полосу имеют, например электронные осциллографы, применяемые для наблюдения наносекундных импульсов.

Для оценки формы усиленных импульсов на вход импульсного усилителя подают испытательный входной прямоугольный импульс большой длительности τ_И, который имеет плоскую вершину, крутой фронт и крутой срез (рис.3,а).

u

U_max

U_m ∆U

0,9U_m

u

вершина

фронт срез 0,1U_m

t t

τ_И t_Н t_С

а) б)

Рис.3. Испытательный входной прямоугольный импульс (а) и выходной усиленный импульс (б)

После подачи испытательного входного импульса, на выходе усилителя наблюдается импульс, фронт, срез и начальная часть вершины которого могут иметь вид, показанный на рис.3,б.

По воздействию фронта испытательного входного импульса судят о фронте выходного усиленного импульса, длительность которого характеризуется временем нарастания фронта t_Н. За время нарастания фронта t_Н мгновенное значение выходного импульса изменяется от 0,1 до 0,9 установившегося значения.

Время нарастания фронта t_Н тем меньше, чем больше верхняя частота усилителя f_В. Для разных форм амплитудно-частотной характеристики в области верхних частот f_В время нарастания фронта t_Н = (0,35-0,5) / f_В. Качество импульсного усилителя тем выше, чем меньше длительность фронта τ_Ф усиленного импульса.

Выброс на вершине импульса зависит от формы АЧХ усилителя в области верхних частот f_В: он тем больше, чем резче изменяется характеристика в области верхних частот. Выброс обычно оценивается в процентах:

Вершина импульса может иметь различную форму, зависящую от формы АЧХ усилителя в области нижних частот f_Н. Количественно искажение вершины импульса оценивается относительным спадом вершины[4] импульса в процентах, т.е.

Обычно верхняя f_В и нижняя f_Н частоты импульсного или широкополосного усилителя отличаются в десятки или сотни тысяч раз. Именно это позволяет считать, что фронт и вершина выходного усиленного импульса независимы друг от друга и требуют раздельного наблюдения.

По воздействию среза испытательного входного импульса судят о срезе выходного усиленного импульса, длительность которого характеризуется временем спада среза t_С. За время спада среза t_С мгновенное значение выходного импульса изменяется от 0,9 до 0,1 установившегося значения импульса.

Время спада среза t_С тем меньше, чем больше верхняя частота усилителя f_В. Для разных форм АЧХ в области верхних частот f_В время спада среза t_С = (0,35-0,5) / f_В. Качество импульсного усилителя тем выше, чем меньше длительность среза τ_С усиленного импульса.

Вывод: на передачу длительности фронта τ_Ф и среза τ_С выходного усиленного импульса, а следовательно, и на времена t_Н и t_С оказывают влияние высокочастотные свойства усилителя, в частности значение верхней частоты f_В полосы пропускания импульсного усилителя. На передачу плоской вершины, т.е. на её спад, влияет значение низшей частоты f_Н полосы пропускания импульсного усилителя.

Импульсный усилитель и способы коррекции[5] его АЧХ.

За основу для построения широкополосных и импульсных усилителей используют резисторные каскады: с ОЭ и ОИ, с ОК и ОС (рис.4), каскодные и другие схемы. У всех этих резисторных каскадов, т.е. апериодических усилителей, имеются общие положительные качества: хорошие амплитудно-частотные (АЧХ) и фазо-частотные характеристики (ФЧХ), малые габариты, масса и стоимость, высокая технологичность с точки зрения интегральной технологии.

а) б)

Рис.4. Схемы однокаскадных, некорректированных транзисторных усилителей:

а – схема с ОЭ, б – с схема с ОК (эмиттерный повторитель)

Все это и особенно хорошие АЧХ, ФЧХ является определяющим для ис­пользования резисторных каскадов в импульсных и широкополосных усилителях как в качестве предварительных (входных и промежуточных) каскадов, работающих с малыми уровнями сигналов, так и в качестве выходных каскадов, работающих с большими уровнями сигналов.

Для снижения нелинейных искажений до малых значений и повышения стабильности во входных и промежуточных каскадах широкополосных и импульсных усилителей используют режим усиления А. Это не вызывает проблем с КПД, так как потребление мощности питания входными и промежуточными каскадами мало по сравнению с выходными каскадами.

Некорректированные схемы апериодических усилителей (рис.4) можно использовать только для усиления импульсов большой длительности (τ_И > единиц мкс). Если использовать их для усиления коротких импульсов (τ_И = доли мкс … единицы нс), то будут происходить искажения фронта, среза и вершины усиленного импульса.

Усиление коротких импульсов без искажения формы возможно лишь при равномерной АЧХ, которую можно получить, применяя специальную высокочастотную и низкочастотную коррекцию. Задача корректирующей цепи – увеличение коэффициента усиления на тех частотах, где имеется спад частотной характеристики.

Высокочастотную коррекцию АЧХ (увеличение верхней частоты f_В), позволяющую уменьшить длительности фронта τ_Ф и среза τ_С, а также уменьшить амплитуду выброса на вершине импульса, можно осуществить следующими способами:

а) использованием транзисторов с верхней граничной частотой f_h21Б ≥ 3/ τ_Ф, где f_h21Б – частота, на которой коэффициент передачи h_21Б в схеме ОБ уменьшается в раз. Дальнейшее повышение верхней частоты f_В возможно за счет уменьшения емкости нагрузки С_Н (при рациональном монтаже) и сопротивления резистора R_К (см.рис.4,а). Однако при уменьшении R_К снижается коэффициент усиления;

б) включением последовательно с коллекторным резистором R_К индуктивной корректирующей катушки L_КОР (рис.5,а). Изменение АЧХ, т.е. результат ВЧ-коррекции с помощью индуктивной корректирующей катушки L_КОР, показано на рис.5,б. Очевидно, что произошло расширение полосы пропускания, т.к. f_В2 > f_В1 (в идеальном случае f_В2→∞). Наряду с приведенной схемой включения L_КОР, для мощных выходных каскадов усиления используют дополнительно вторую индуктивную корректирующую катушку L_КОР, которую включают последовательно с внешней нагрузкой R_Н и С_Н (в разрыв провода, помеченный крестиком на рис.5,а);

К ВЧ- коррекция АЧХ

К₀

0,7К₀

f

f_В1 f_В2

а) б)

Рис.5. Схема усилителя с корректирующей индуктивностью L_КОР (а) и его АЧХ (б)

в) включением RC-цепи с частотно-зависимой отрицательной обратной связью (ООС) по току в эмиттер (рис.6,а). Высокочастотная коррекция с помощью R_КОРC_КОР-цепочки наиболее широко применяется в каскадах на биполярных транзисторах, так как ООС увеличивает температурную стабильность транзисторного каскада. Отрицательная обратная связь позволяет уменьшить все виды искажений, возникающие в уси­лителях, в том числе частотные и фазовые. Влияние величины емкости конденсатора С_КОР, корректирующей RC-цепи на АЧХ, показано на рис.6,б.

К C_КОР = ∞

C_КОР = 0

f

а) б)

Рис.6. Схема усилителя с корректирующей R_КОРC_КОР-цепью ООС (а)

и влияние величины С_КОР на АЧХ (б)

Длительность фронта импульса, обусловленную частотными искажениями в области высоких частот, можно определить по формуле τ_Ф ≈ (0,35-0,5) / f_В.

Элементы высокочастотной коррекции позволяют по­высить коэффициент усиления в 1,5-2 раза при сохранении той же полосы частот или её увеличении.

Низкочастотную коррекцию АЧХ (увеличение нижней частоты f_Н), позволяющую уменьшить спад вершины импульса ∆U (рис.3,б), т.е. получить более плоскую вершину, можно осуществить следующими способами:

а) увеличением в разумных пределах емкости входного и выходного разделительных конденсаторов С_р1 и С_р2 (рис.4,5,6), а также емкости конденсатора С_Э (рис.4а,5), если каскады с ОЭ или ОИ используются без ООС по эмиттерной цепи (нет ВЧ-коррекции с помощью R_КОРC_КОР-цепочки ООС, как на рис.6,а). Иногда эти меры позволяют создавать импульсные каскады без специальной коррекции в области верхних и нижних частот, особенно при использовании в этих каскадах местной частотно-независимой ООС;

б) включением в цепь коллектора последовательно с резистором R_К резистивно-емкостного фильтра R_ФC_Ф (рис.7,а). Изменение АЧХ, т.е. результат НЧ-коррекции с помощью фильтра R_ФC_Ф, показано на рис.7,б. Очевидно, что произошло расширение полосы пропускания, т.к. f_Н2 < f_Н1 (в идеальном случае f_Н2→0).

К НЧ-коррекция

К₀

0,7К₀

f

f_Н2 f_Н1

а) б)

Рис.7. Схема усилителя с корректирующим R_ФC_Ф-фильтром (а) и его АЧХ (б)

Относительное снижение (срез, скол) вершины усиленного импульса, обусловленное частотными искажениями в области низких частот, можно определить по формуле

где τ_И – длительность импульса.

Дата добавления: 2014-08-04; просмотров: 1908; Нарушение авторских прав

Мы поможем в написании ваших работ!